自己制作壹個簡單的電感高頻加熱線圈
感應加熱簡介
電磁感應加熱，或簡稱感應加熱，是加熱導體材料比如金屬材料的壹種方法。它主要用於金屬熱加工、熱處理、焊接和熔化。
顧名思義，感應加熱是利用電磁感應的方法使被加熱的材料的內部產生電流，依靠這些渦流的能量達到加熱目的。感應加熱系統的基本組成包括感應線圈，交流電源和工件。根據加熱對象不同，可以把線圈制作成不同的形狀。線圈和電源相連，電源為線圈提供交變電流，流過線圈的交變電流產生壹個通過工件的交變磁場，該磁場使工件產生渦流來加熱。
感應加熱原理
感應加熱表面淬火是利用電磁感應原理，在工件表面層產生密度很高的感應電流，迅速加熱至奧氏體狀態，隨後快速冷卻得到馬氏體組織的淬火方法，當感應圈中通過壹定頻率的交流電時，在其內外將產生與電流變化頻率相同的交變磁場。金屬工件放入感應圈內，在磁場作用下，工件內就會產生與感應圈頻率相同而方向相反的感應電流。由於感應電流沿工件表面形成封閉回路，通常稱為渦流。此渦流將電能變成熱能，將工件的表面迅速加熱。渦流主要分布於工件表面，工件內部幾乎沒有電流通過，這種現象稱為表面效應或集膚效應。感應加熱就是利用集膚效應，依靠電流熱效應把工件表面迅速加熱到淬火溫度的。感應圈用紫銅管制做，內通冷卻水。當工件表面在感應圈內加熱到壹定溫度時，立即噴水冷卻，使表面層獲得馬氏體組織。
感應電動勢的瞬時值為：
式中：e——瞬時電勢，V；Φ——零件上感應電流回路所包圍面積的總磁通，Wb，其數值隨感應器中的電流強度和零件材料的磁導率的增加而增大，並與零件和感應器之問的間隙有關。
為磁通變化率，其絕對值等於感應電勢。電流頻率越高，磁通變化率越大，使感應電勢P相應也就越大。式中的負號表示感應電勢的方向與的變化方向相反。
零件中感應出來的渦流的方向，在每壹瞬時和感應器中的電流方向相反，渦流強度取決於感應電勢及零件內渦流回路的電抗，可表示為：
式中，I——渦流電流強度，A；Z——自感電抗，Ω；R——零件電阻，Ω；X——阻抗，Ω。
由於Z值很小，所以I值很大。
零件加熱的熱量為：
式中Q——熱能，J；t——加熱時間，s。
對鐵磁材料（如鋼鐵），渦流加熱產生的熱效應可使零件溫度迅速提高。鋼鐵零件是硬磁材料，它具有很大的剩磁，在交變磁場中，零件的磁極方向隨感應器磁場方向的改變而改變。在交變磁場的作用下，磁分子因磁場方向的迅速改變將發生激烈的摩擦發熱，因而也對零件加熱起壹定作用，這就是磁滯熱效應。這部分熱量比渦流加熱的熱效應小得多。鋼鐵零件磁滯熱效應只有在磁性轉變點A2（768℃）以下存在，在A2以上，鋼鐵零件失去磁性，因此，對鋼鐵零件而言，在A2點以下，加熱速度比在A2點以上時快。
感應加熱具體應用
感應加熱設備
感應加熱設備是產生特定頻率感應電流，進行感應加熱及表面淬火處理的設備。
感應加熱表面淬火
將工件放在用空心銅管繞成的感應器內，通入中頻或高頻交流電後，在工件表面形成同頻率的的感應電流，將零件表面迅速加熱（幾秒鐘內即可升溫800～1000度，心部仍接近室溫）後立即噴水冷卻（或浸油淬火），使工件表面層淬硬。
與普通加熱淬火比較感應加熱表面淬火具有以下優點：
1、加熱速度極快，可擴大A體轉變溫度範圍，縮短轉變時間。
2、淬火後工件表層可得到極細的隱晶馬氏體，硬度稍高（2～3HRC）。脆性較低及較高疲勞強度。
3、經該工藝處理的工件不易氧化脫碳，甚至有些工件處理後可直接裝配使用。
4、淬硬層深，易於控制操作，易於實現機械化，自動化。
感應加熱（高頻電爐）制作教程
成本估算：
紫銅管紫銅帶：210元
EE85加厚磁芯2個：60元
高頻諧振電容3個：135元
膠木板：60元
水泵及PU管：52元
PLL板：30元
GDT板：20元
電源板：50元
MOSFET：20元
2KW調壓器：280元
散熱板：80元
***計：997元
總體架構：
串聯諧振2.5KW 鎖相環追頻ZVS，MOSFET全橋逆變；
磁芯變壓器兩檔阻抗變換，水冷散熱，市電自耦調壓調功，母線過流保護。
先預覽壹下效果，如下圖：
加熱金封管3DD15
加熱304不銹鋼管
加熱小金屬球
加熱鐵質墊圈
在開始制作之前，有必要明確壹些基礎性原理及概念，這樣才不致於壹頭霧水。
1、加熱機制（掃盲用，高手跳過）
1.1渦流，只要是金屬物體處於交變磁場中，都會產生渦流，強大的高密度渦流能迅速使工件升溫。這個機制在所有電阻率不為無窮大的導體中均存在。
1.2感應環流，工件相當於壹個短路的1匝線圈，與感應線圈構成壹個空心變壓器，由於電流比等於匝比的反比，工件上的電流是感應線圈中電流的N（匝數）倍，強大的感應短路電流使工件迅速升溫。這個機制在任何導體中均存在，恒定磁通密度情況下，工件與磁場矢量正交的面積越大，工件上感生的電流越大，效率越高。由此可看出，大磁通切割面積的工件比小面積的工件更容易獲得高溫。
1.3磁疇摩擦（在鐵磁體內存在著無數個線度約為10-4m的原本已經磁化了的小區域，這些小區域叫磁疇），鐵磁性物質的磁疇，在交變磁場的磁化與逆磁環作用下，劇烈摩擦，產生高溫。這個機制在鐵磁性物質中占主導。
由此可看出，不同材料的工件，因為加熱的機制不同，造成的加熱效果也不壹樣。其中鐵磁物質三中機制都占，加熱效果最好。鐵磁質加熱到居裏點以上時，轉為順磁性，磁疇機制減退甚至消失。這時只能靠剩余兩個機制繼續加熱。
當工件越過居裏點後，磁感應現象減弱，線圈等效阻抗大幅下降，致使諧振回路電流增大。越過居裏點後，線圈電感量也跟著下降。LC回路的固有諧振頻率會發生變化。致使固定激勵方式的加熱器失諧而造成設備損壞或效率大減。
2、為什麽要采用諧振？應采用何種諧振
2.1先回答第壹個問題。我曾經以為只要往感應線圈中通入足夠強的電流，就成壹臺感應加熱設備了。也對此做了壹個實驗，見下圖。
實驗中確實有加熱效果，但是遠遠沒有達到電源的輸出功率應有的效果。這是為什麽呢，我們來分析壹下，顯然，對於固定的工件，加熱效果與逆變器實際輸出功率成正比。對於感應線圈，基本呈現純感性，也就是其間的電流變化永遠落後於兩端電壓的變化，也就是說電壓達到峰值的時候，電流還未達到峰值，功率因數很低。我們知道，功率等於電壓波形與電流波形的重疊面積，而在電感中，電流與電壓波形是錯開壹個角度的，這時的重疊面積很小，即便其中通過了巨大的電流，也是做無用功。這是如果單純的計算P=UI，得到的只是無功功率。
而對於電容，正好相反，其間的電流永遠超前於電壓變化。如果將電容與電感構成串聯或並聯諧振，壹個超前，壹個滯後，諧振時正好抵消掉。因此電容在這裏也叫功率補償電容。這時從激勵源來看，相當於向壹個純阻性負載供電，電流波形與電壓波形完全重合，輸出最大的有功功率。這就是為什麽要采取串（並）補償電容構成諧振的主要原因。
2.2第二個問題，LC諧振有串聯諧振和並聯諧振，該采用什麽結構呢。
說得直白壹點，並聯諧振回路，諧振電壓等於激勵源電壓，而槽路（TANK）中的電流等於激勵電流的Q倍。串聯諧振回路的槽路電流等於激勵源電流，而L，C兩端的電壓等於激勵源電壓的Q倍，各有千秋。
從電路結構來看：
對於恒壓源激勵（半橋，全橋），應該采用串聯諧振回路，因為供電電壓恒定，電流越大，輸出功率也就越大，對於串聯諧振電路，在諧振點時整個回路阻抗最小，諧振電流也達到最大值，輸出最大功率。串聯諧振時，空載的回路Q值最高，L，C兩端電壓較高，槽路電流白白浪費在回路電阻上，發熱巨大。
對於恒流源激勵（如單管電路），應采用並聯諧振，自由諧振時LC端電壓很高，因此能獲得很大功率。並聯諧振有個很重要的優點，就是空載時回路電流最小，發熱功率也很小。值得壹提的是，從實驗效果來看，同樣的諧振電容和加熱線圈，同樣的驅動功率，並聯諧振適合加熱體積較大的工件，串聯諧振適合加熱體積小的工件。
3、制作過程
明白了以上原理後，可以著手打造我們的感應加熱設備了。我們制作的這個設備主要由調壓整流電源、鎖相環、死區時間發生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱系統幾大部分組成，見下圖。
我們再來對構成系統的原理圖進行壹些分析，如下：
槽路部分：
從上圖可以看出，C1、C2、C3、L1以及T1的次級（左側）***同構成了壹個串聯諧振回路，因為變壓器次級存在漏感，回路的走線也存在分布電感，所以實際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率略低。圖中L1實際上為1uH，我將漏感分布電感等加在裏面所以為1.3uH，如圖參數諧振頻率為56.5KHz。
從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入，通過隔直電容C4及單刀雙擲開關S1後進入T1的初級，然後流經1:100電流互感器後從J2-2回流進逆變橋。在這裏，C4單純作為隔直電容，不參與諧振，因此應選擇容量足夠大的無感無極性電容，這裏選用CDE無感吸收電容1.7uF 400V五只並聯以降低發熱。
S1的作用為阻抗變換比切換，當開關打到上面觸點時，變壓器的匝比為35:0.75，折合阻抗變比為2178:1；當開關打到下面觸點時，變壓器匝比為24:0.75，折合阻抗變比為1024:1。為何要設置這個阻抗變比切換，主要基於以下原因。（1）鐵磁性工件的尺寸決定了整個串聯諧振回路的等效電阻，尺寸越大，等效電阻越大。（2）回路空載和帶載時等效電阻差別巨大，如果空載時變比過低，將造成逆變橋瞬間燒毀。
T2是T1初級工作電流的取樣互感器，因為匝比為1:100，且負載電阻為100Ω，所以當電阻上電壓為1V時對應T1初級電流為1A。該互感器應有足夠小的漏感且易於制作，宜采用鐵氧體磁罐制作，如無磁罐也可用磁環代替。在調試電路時，可通過示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態，頻率，電流等參數，亦可作為過流保護的取樣點。
J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號，當電路諧振時，電容電壓與T1次級電壓存在90°相位差，將這個信號送入後續的PLL鎖相環，就可以自動調節時激勵頻率始終等於諧振頻率。且相位恒定。（後文詳述）
L1，T1線圈均采用紫銅管制作，數據見上圖，工作中，線圈發熱嚴重，必須加入水冷措施以保證長時間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和，T1采用兩個EE85磁芯疊合使用，在繞制線圈時需先用木板做壹個比磁芯舌截面稍微大點的模子，在上面繞制好後脫模。如下圖：
PLL鎖相環部分：
上圖為PLL部分，是整個電路的核心。關於CD4046芯片的結構及工作原理等，我不在這裏詳述，請自行查閱書籍或網絡。
以U1五端單片開關電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩壓開關電路為整個PLL板提供穩定的，功率強勁的電源。圖中參數可以提供15V2A的穩定電壓。因為采用15V的VDD電源，芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件，74系列的不能在此電壓下工作。
CD4046鎖相環芯片的內部VCO振蕩信號從4腳輸出，壹方面送到U2為核心的死區時間發生器，用以驅動後級電路。另壹方面回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3腳。片內VCO的頻率範圍由R16、R16、W1、C13的值***同決定，如圖參數時，隨著VCO控制電壓0-15V變化，振蕩頻率在20KHz-80KHz之間變化。
從諧振槽路Vcap接口J1送進來的電壓信號從J4接口輸入PLL板，經過R14，D2，D3構成的鉗位電路後，送入CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這裏要註意的是，Vcap電壓的相位要倒相輸入，才能形成負反饋。D2，D3宜采用低結電容的檢波管或開關管如1N4148、1N60之類。
C7、C12為CD4046的電源退耦，旁路掉電源中的高頻分量，使其穩定工作。
現在說說工作流程，我們選用的是CD4046內的鑒相器1（XOR異或門）。對於鑒相器1，當兩個輸人端信號Ui、Uo的電平狀態相異時（即壹個高電平，壹個為低電平），輸出端信號UΨ為高電平；反之，Ui、Uo電平狀態相同時（即兩個均為高，或均為低電平），UΨ輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°範圍內變化時，UΨ的脈沖寬度m亦隨之改變，即占空比亦在改變。從比較器Ⅰ的輸入和輸出信號的波形（如圖4所示）可知，其輸出信號的頻率等於輸入信號頻率的兩倍，並且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知，fout不壹定是對稱波形。對相位比較器Ⅰ，它要求Ui、Uo的占空比均為50％（即方波），這樣才能使鎖定範圍為最大。如下圖。
由上圖可看出，當14腳與3腳之間的相位差發生變化時，2腳輸出的脈寬也跟著變化，2腳的PWM信號經過U4為核心的有源低通濾波器後得到壹個較為平滑的直流電平，將這個直流電平做為VCO的控制電壓，就能形成負反饋，將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率，固定相位差。
關於死區發生器，本電路中，以U2 CD4001四2輸入端與非門和外圍R8，R8，C10，C11***同組成，利用了RC充放電的延遲時間，將實時信號與延遲後的信號做與運算，得到壹個合適的死區。死區時間大小由R8，R8，C10，C11***同決定。如圖參數，為1.6uS左右。在實際設計安裝的時候，C10或C11應使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調電容並聯，以方便調整兩組驅動波形的死區對稱性。
下圖清晰地展示了死區的效果。
關於圖騰輸出，從死區時間發生器輸出的電平信號，僅有微弱的驅動能力，我們必須將其輸出功率放大到壹定程度才能有效地推動後續的GDT（門極驅動變壓器）部分，Q1-Q8構成了雙極性射極跟隨器，俗稱圖騰柱，將較高的輸入阻抗變換為極低的輸出阻抗，適合驅動功率負載。R10.R11為上拉電阻，增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會問設計兩級圖騰是否多余，我開始也這麽認為，試驗時單用壹級TIP41，TIP42為圖騰輸出，測試後發現高電平平頂斜降帶載後比較嚴重，分析為此型號晶體管的hFE過低引起，增加前級8050/8550推動後，平頂斜降消失。
GDT門極驅動電路：
上圖為MOSFET的門極驅動電路，采用GDT驅動的好處就是即便驅動級出問題，也不可能出現***態導通激勵電平。
留適當的死區時間，這個電路死區大到1.6uS。而且MOSFET開關迅速，沒有IGBT的拖尾，很難炸管。而且MOS的米勒效應小很多。
電路處於ZVS狀態，管子2KW下工作基本不發熱，熱擊穿不復存在。
從PLL板圖騰柱輸出的兩路倒相驅動信號，從GDT板的J1，J4接口輸入，經過C1-C4隔直後送入脈沖隔離變壓器T1-T4。R5，R6的存在，降低了隔直電容與變壓器初級的振蕩Q值，起到減少過沖和振鈴的作用。從脈沖變壓器輸出的±15V的浮地脈沖，通過R1-R4限流緩沖（延長對Cgs的充電時間，減緩開通斜率）後，齊納二極管ZD1-ZD8對脈沖進行雙向鉗位，最後經由J2，J3，J5，J6端子輸出到四個MOS管的GS極。這裏因為關斷期間為-15V電壓，即便有少量的電平抖動也不會使MOS管異常開通，造成***態導通。註意，J2，J3用以驅動壹個對角的MOS管，J5，J6用於驅動另壹個對角的mos管。
為了有效利用之前PLL板圖騰輸出的功率以及減小驅動板高度，這裏采用4只脈沖變壓器分別對4支管子進行驅動。脈沖變壓器T1-T4均采用EE19磁芯，不開氣隙，初級次級均用0.33mm漆包線繞制30T，為提高繞組間耐壓起見，並未采用雙線並繞。而是先繞初級，用耐高溫膠帶3層絕緣後再繞次級，采用密繞方式，註意圖中+，-號表示的同名端。C1-C4均采用CBB無極性電容。其余按電路參數。
電源部分：
上圖為母線電源部分，市電電壓經過自耦調壓器後從J2輸入，經過B1全波整流後送入C1-C4進行濾波。為了在MOS橋開關期間，保持母線電壓恒定（恒壓源），故沒有加入濾波電感。C1，C2為MKP電容，主要作用為全橋鉗位過程期間的逆向突波吸收。整流濾波後的脈動直流從J1輸出。
全橋部分：
上圖為MOSFET橋電路，結構比較簡單，不再贅述。強調壹下，各個MOS管的GS極到GDT板之間的引線，盡可能壹樣長，但應小於10cm。必須采用雙絞線。MOS管的選取應遵循以下要求：開關時間小於100nS、耐壓高於500V、內部自帶阻尼二極管、電流大於20A、耗散功率大於150W。
4、散熱系統
槽路部分的阻抗變換變壓器次級以及感應線圈部分，在滿功率輸出時，流經的電流達到500A之巨，如果沒有強有力的冷卻措施，將在短時間內過熱燒毀。
該系統宜采用水冷措施，利用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵，壹是能自吸，二是壓力高。電路采用的是國產普蘭迪隔膜泵，輸出壓力達到0.6MPa，輕松在3mm內徑的銅管中實現大流量水冷。
5、組裝
按下圖組裝，註意GDT部分，輸出端口的1腳接G，2腳接S，雙絞線長度小於10cm。
6、調試
該電路的調試比較簡單，主要分以下幾個步驟進行。
1. PLL板整體功能檢測。電路組裝好後，先斷開高壓電源，將PLL板JP1跳線的2，3腳短路，使VCO輸出固定頻率的方波。然後用示波器分別檢測四個MOS管的GS電壓，看是否滿足相位和幅度要求。對角的波形同相，同壹臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無問題，進行下壹步。如果波形相位異常，檢測雙絞線連接是否有誤。
2. 死區時間對稱性調整。用示波器監測同壹臂的兩個MOS的GS電壓，調節PLL板C10或C11並聯的可調電容，使兩個MOS的GS電壓的高電平寬度基本壹致即可。死區時間差異過大的話，容易造成在振蕩的前幾個周期內，就造成磁芯的累計偏磁而發生飽和炸管，隔直電容能減輕這壹情況。
3. VCO中心頻率調整。PLL環路中，VCO的中心頻率在諧振頻率附近時，能獲得最大的跟蹤捕捉範圍，因此有必要進行壹個調整。槽路部分S1切換到上方觸點，PLL板JP1跳線的2，3腳短路，使VCO控制電壓處於0.5VCC，W2置於中點。通過自耦調壓器將高壓輸入調節在30VAC。用萬用表交流電流檔監測高壓輸入電流，同時用示波器監測槽路部分J3接口電壓，緩慢調節PLL板的W1，使J3電壓為標準正弦波。此時，電流表的示數也為最大值。這時諧振頻率與VCO中心頻率基本相等。
諧振時的波形如下圖，電流波形標準正弦波，與驅動波形滯後200nS左右。
4. PLL鎖定調整。將PLL板JP1跳線的1，2腳短路，使VCO的電壓控制權轉交給鑒相濾波網絡。保持高壓輸入為30VAC，用示波器監測槽路部分J3接口電壓波形形狀和頻率。此時用改錐在±壹圈範圍內調整W1，若示波器波形頻率保持不變，形狀仍然為良好的正弦波。則表示電路已近穩定入鎖，如果無法鎖定，交換槽路部分J1的接線再重復上述步驟。當看到電路鎖定後，在加熱線圈中放入螺絲刀桿，這時因為有較大的等效負載阻抗，波形幅度下降，但仍然保持良好的正弦波。如果此時失鎖，可微調W1保持鎖定。
5. 電流滯後角調整。電路鎖定後，用示波器同時監測槽路部分J3接口電壓以及PLL板GDT2或GDT1接口電壓，緩慢調節W2，使電流波形（正弦波）稍微落後於驅動電壓波形，此時全橋負載呈弱感性，並進入ZVS狀態。
6. 工件加熱測試，上述步驟均成功後，即可開始加熱工件。先放入工件，用萬用表電流檔監測高壓電流。緩慢提升自耦調壓器輸出電壓，可以看到工件開始發熱，應保證220VAC高壓下，電流小於15A。這時功率達到2500W。當加熱體積較大的工件時，因為等效阻抗大，須將槽路部分S1切換至下方觸點。
至此，整個感應加熱電路調試完畢。開始感受高溫體驗吧。